この例では、4 象限チョッパーを制御する方法を説明します。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。シミュレーションを高速化するために、平均値チョッパー モデルを使用します。シミュレーションでは、正と負の両方の指令値を使用します。合計シミュレーション時間 (t) は 1 秒です。t = 0.5 秒で、負荷 DC 電源 E の極性が変更されます。

この例では、昇降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。シミュレーションを高速化するために、平均値 DC-DC コンバーター モデルを使用します。入力電圧およびシステム負荷は、シミュレーション全体を通じて一定に維持されます。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で基準電圧が変化し、システムは降圧モードから昇圧モードに切り替わります。

この例では、昇圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。入力電圧はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。可変抵抗器がシステムに負荷を提供します。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で負荷が変化します。

この例では、30V DC 電源を、制御された 15V DC 電源に変換するスイッチング電源をモデル化する方法を説明します。このモデルを使用して、インダクタンス L および平滑化コンデンサ C のサイズ決定と、フィードバック コントローラーの設計の両方ができます。連続コントローラーと離散コントローラーの間で選択することにより、離散化の影響を調べることができます。

この例では、多項式 RST コントローラーを使用して降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。RST コントローラーはデューティ比を調整します。入力電圧はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。可変抵抗器がシステムに負荷を提供します。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で負荷が変更されます。t = 0.2 秒で、基準電圧は 6V から 4V に変更されます。

この例では、同期整流式降圧コンバーターにおける MOSFET の熱力学をモデル化します。その構造は、熱力学を伴う同期整流式降圧コンバーター モデル (>> ee_switching_power_supply_thermal) と一致しています。電気的なスイッチング ダイナミクスを省略することによって、シミュレーションで使うタイム ステップをずっと大きくし、シミュレーションで MOSFET の定常温度を計算する時間を劇的に削減できます。

この例では、降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。入力電圧はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。可変抵抗器がシステムに負荷を提供します。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で負荷が変化します。

この例では、スイッチング電源の動作に対するコンポーネントの許容誤差と故障イベントの影響をモデル化して評価する方法を説明します。R、L、および C の各コンポーネントにはすべて、許容誤差、動作範囲、および故障が定義されています。故障はブロック ダイアログ内で有効にするか、または MATLAB® コマンドを使用して有効にできます。コンデンサの故障は、1.5e-3 秒で割り込むよう、あらかじめ有効になっています。

この例では、30V DC 電源を、制御された 15V DC 電源に変換するスイッチング電源をモデル化する方法を説明します。このモデルを使用して、インダクタンス L および平滑化コンデンサ C のサイズ決定と、フィードバック コントローラーの設計の両方ができます。連続コントローラーと離散コントローラーの間で選択することにより、離散化の影響を調べることができます。スイッチング デバイスを理想的なスイッチではなく MOSFET としてモデル化することで、デバイスのオン抵抗が確実に正しく表現されます。また、このモデルは、デバイスのスイッチオンとスイッチオフのタイミングを捉えます。これは主に、ゲートの静電容量値と、PWM ドライバーの出力抵抗に依存します。

この例では、周波数制御付きのクラス E パワー コンバーターを示します。Simulink® の Controller ブロックには単純な積分制御が実装されており、5 Ω の負荷に 100 W を入力するよう設計されています。スイッチは LDMOS (非線形静電容量モデルを備えた高電圧トランジスタ) で、R Trans は変圧器の等価の直列抵抗です。Output スコープは、スイッチにかかる電圧ストレスを評価するためのドレイン電源電圧を示しています。トランジスタの非線形出力静電容量により、ピーク電圧ストレスは、出力静電容量が一定である場合に予想される値よりも大きくなることに注意してください。さらに、スコープには、周波数制御信号、出力電圧、および出力電圧の参照値が示されます。このモデルを使用して、回路のコンポーネントからの出力電力情報を計算できます。

この例では、ソース上のコモン モードと差動モードのノイズ測定用に構成された降圧コンバーターを示します。コモン モードのノイズをシミュレートするには、回路と基準平面の間の容量結合をモデルに含めなければなりません。この回路には、スイッチング ノード間の静電容量 (High 側と Low 側のトランジスタ間) と基準平面も含まれています。

この例では、周波数制御付きの DC-DC LLC 電力コンバーターを示します。Simulink® の Controller ブロックには単純な積分制御が実装されており、変数 Vout_nominal によって定義される定格出力電圧値を達成できるよう設計されています。Output スコープには、周波数制御信号、出力電圧、および出力電圧の参照値が示されます。起動時に、参照値が目標の設定値まで増大します。LLC パワートレインの設計は、第 1 次高調波の近似を使用して自動的に計算されます。

この例では、2 象限チョッパーを制御する方法を説明します。この 2 象限チョッパーは第 1 象限と第 4 象限で動作し、正と負の出力電圧が許可されます。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。合計シミュレーション時間 (t) は 0.5 秒です。t = 0.25 秒で、負荷 DC 電源 E の極性が変更されます。

この例では、2 象限チョッパーを制御する方法を説明します。この 2 象限チョッパーは第 1 象限と第 2 象限で動作し、正と負の出力電流が許可されます。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。システムの負荷はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。

このモデルでは、フライバック コンバーターを使用して 5 V DC 電源を 15 V DC の制御された電源にステップアップする方法を示します。変圧器の 1 次巻線にかかる時変電圧を作成することで、電圧を増大させます。変圧器によって電圧がステップアップされた後で、ダイオードによって電圧が整流されて DC に戻されます。出力電圧に対する閉ループ制御は、1 次側のスイッチング周波数を制御することで影響を受けます。

この例では、4 象限チョッパーを制御する方法を説明します。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。シミュレーションでは、正と負の両方の指令値を使用します。合計シミュレーション時間 (t) は 1 秒です。t = 0.5 秒で、負荷 DC 電源 E の極性が変更されます。

この例では、4 スイッチ昇降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。昇圧と降圧のどちらのモードでも、1 つのスイッチがデューティ比を制御し、1 つは逆に操作され、他の 2 つは固定位置に保持されます。入力電圧およびシステム負荷は、シミュレーション全体を通じて一定と見なされます。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で、基準電圧が変化し、システムは降圧モードから昇圧モードに切り替わります。

この例では、線形電流レギュレーターに基づく LED ドライバーを示します。スコープは、光出力と電流出力、および供給電圧を示します。約 12 V を超える供給電圧に対して、出力が制御されます。

この例では、離散コンポーネントから作成された、単純な電圧レギュレーター回路を示します。20 V DC に 1 V の正弦波変動を加えた、変動する電源がモデル化されています。ツェナー ダイオード D1 は、オペ アンプの非反転入力を 3.2 V に設定します。オペ アンプのゲインは大きいため、オペ アンプの反転入力と反転出力も 3.2 V になります。したがって、制御器の出力電圧は 3.2*(1000+470)/470 = 10 V に調整されます。典型的なオペ アンプによって可能な値よりも大きな電流を提供するには、NPN バイポーラ トランジスタが必要です。このモデルを使用して回路の動作を確認し、また必要な電圧制御を得るためのコンポーネントの選択に役立てることができます。

この例では、パフォーマンスが負荷電流と温度の両方に依存する、低コストの電圧レギュレーターの回路を示します。バイアス抵抗器 R1 により、トランジスタ ベースの電圧が定格ツェナー電圧に近くなることが保証されます。制御器の出力電圧もおよそこの電圧で、ベース-エミッター電圧は 10 分の数ボルトになります。正確なベース-エミッター電圧は、トランジスタの作業点に依存し (その作業点は負荷に依存)、また温度にも依存します。抵抗器 R2 は、過渡出力の短絡の際にいくらかの保護を行う役割のみを果たします。

このモデルでは、保護回路の動作を調べるために、パワー コンバーターの MOSFET に故障を適用する方法を示します。MOSFET が故障状態になると、負荷にかかる出力電圧をクランプするためにクローバー回路が有効になり、やがてヒューズが飛びます。

この例では、1 象限チョッパーを制御する方法を説明します。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。

この例では、プッシュプル降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。インダクターを流れる電流がゼロになることはないため、この DC-DC コンバーターは連続伝導モード (CCM) で動作します。定格出力電圧への変換と維持のために、PI Controller サブシステムでは単純な積分制御を使用します。起動時に、基準電圧が目的の出力電圧まで上昇します。

この例では、プッシュプル降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。インダクターを流れる電流は、MOSFET のスイッチ オフ サイクル中にゼロに達するため、この DC-DC コンバーターは不連続伝導モード (DCM) で動作します。この伝導モードは、主に低電力の用途で使用されます。入力 DC 電圧を定格出力電圧に変換して維持するために、PI Controller サブシステムでは単純な積分制御を使用します。起動時に、基準電圧が目的の出力電圧まで上昇します。

このモデルでは、差動サージによる過電圧からスイッチング用 MOSFET を保護するために、降圧コンバーターにバリスターを適用する方法を説明します。

このモデルは、Simscape™ Electrical™ ダイオードをパラメーター化して過渡電圧抑制 (TVS) ダイオードをパラメーター化する方法を示します。この例は、誘導負荷の切断に関連する電圧過渡現象から自動車のエレクトロニクスを保護する用途に適した TVS ダイオード用です。データシートから抽出したデータを表示するには、[モデル化] タブの [設定] セクションで、[モデル設定]、[モデル プロパティ] をクリックします。[コールバック] タブで、[PreLoadFcn] をクリックします。

この例では、DC-DC コンバーターでさまざまなレベルの忠実度を使用する方法を説明します。システムには 3 つの昇降圧コンバーターが含まれています。一番上のコンバーターは、10 us のサンプル時間で理想的なスイッチを使用します。50 us のサンプル時間でモデルのサンプリングが不十分な場合でも正確な結果が得られるように、真ん中のコンバーターは、平均化されたスイッチと平均化されたパルスを使用します。サンプルレートをさらに上げて理想的な平均化されたコンバーターとして運用するために、一番下のコンバーターは平均化されたスイッチを使用し、ゲート パルスの代わりにデューティ比を使用します。Control サブシステムには PWM 発生器が含まれています。Scopes サブシステムには、シミュレーション結果を確認できる Scope ブロックが含まれています。

この例では、チョッパー コンバーターでさまざまなレベルの忠実度を使用する方法を説明します。システムには 4 象限チョッパーが 3 つ含まれています。最上位のコンバーターは、10 us のサンプル時間で理想的なスイッチを使用します。50 us のサンプル時間でモデルのサンプリングが不十分な場合でも正確な結果が得られるように、真ん中のチョッパーは、平均化されたスイッチと平均化されたパルスを使用します。サンプルレートをさらに上げて理想的な平均化されたチョッパーとして運用するために、一番下のコンバーターは平均化されたスイッチを使用し、ゲート パルスの代わりにデューティ比を使用します。Control サブシステムには PWM 発生器が含まれています。Scopes サブシステムには、シミュレーション結果を確認できる Scope ブロックが含まれています。

この例では、LLC 共振 DC-DC コンバーターの一部のコンポーネントに許容誤差がある場合に、Simscape™ Electrical™ を使用してモンテ カルロ解析を実行し、コンバーターの設計を最適化する方法を説明します。

この例では、単相インバーター システムで電流を制御する方法を説明します。単相インバーターは、変調波形によって電力を供給される平均化されたスイッチを使用します。この例は、専用のリアルタイム エミュレーターのリアルタイム評価に適しています。

この例では、双方向 DC-DC コンバーターのインダクター電流を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。この双方向 DC-DC コンバーターでは、平均化されたスイッチを使用しています。さまざまなレベルの忠実度を達成するために、変調波形、平均化されたゲート パルス、またはゲート パルスを使用できます。

この例では、二相インターリーブ双方向 DC-DC コンバーターの電流を制御する方法を説明します。二相コンバーターは、2 つの双方向 DC-DC コンバーターと理想的な IGBT で構成されています。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。コンバーターの出力端子におけるリップルを減少するために、180 度の相対位相シフトと、同じデューティ比で切り替えます。Scopes サブシステムには、シミュレーション結果を確認できるスコープが含まれています。

この例では、同期整流式降圧コンバーターの誤点弧のメカニズムを解析します。Low 側の MOSFET Q2 がオフのときに High 側の MOSFET Q1 がオンになると、Q2 のドレインとソースの間の電圧勾配 dv/dt により、Q2 のゲート-ドレイン静電容量を介して電流が流れます。この電流は、Q2 のゲートとソースの間に電圧を誘起します。この電圧がしきい値電圧を超えると、Q2 は誤ってオンになります。この例では、MOSFET のパラメーターが誤点弧のメカニズムに与える影響と、その防止方法を説明します。