この例では、複合三相端子と展開三相端子を比較します。最初の回路は、複合三相端子で構成された Voltage Source を示します。Phase Splitter ブロックは Simscape™ Foundation ライブラリの電気素子へのインターフェイスを提供します。2 番目の回路は、Simscape Foundation ライブラリの電気素子に直接接続できる展開三相端子で構成された Voltage Source を示します。Voltage Source は、[モデリング オプション] マスク パラメーターを使用して、複合三相端子から展開三相端子に変更できます。

このモデルでは、Controlled PWM Voltage ブロックと H-Bridge ブロックを使用してモーターを制御する方法を説明します。DC Motor ブロックではメーカー データシートのパラメーターを使用します。それによると、モーターは 2500 rpm で 10 W の機械動力を供給し、12 V DC 電源で動かしたときの無負荷速度は 4000 rpm であると指定されています。したがって、PMW 基準電圧が最大値の +5 V に設定されている場合、モーターは 4000 rpm で回転することになります。+2.5 V に設定されている場合は、約 2000 rpm で回転するはずです。[シミュレーション モード] パラメーターは Controlled PWM Voltage ブロックと H-Bridge ブロックの両方で [平均] に設定され、その結果シミュレーションが高速になります。平均化された動作を検証するには、両方のブロックで [シミュレーション モード] パラメーターを [PWM] に変更してください。

この例では、2 つのオペ アンプを使用した三角波発生器回路の実装を示します。回路の最初の段階は、オペ アンプから作成された比較器です。比較器の出力は、2 つのツェナー ダイオードによって、約±5 V に制限されています。ツェナー ダイオードによって課された制限の結果、矩形波が生成されます。

この例では、アナログ デジタル コンバーターと併用するためのアンチエイリアシング フィルターのアナログ実装を示します。アナログ デジタル コンバーターのサンプリング周波数である 1 kHz と一致させるために、フィルターのカットオフ周波数は 500 Hz に設定されています。テスト信号には、目的の 50 Hz 正弦波に加え、1 kHz アナログ デジタル サンプリング周波数では捉えられない 1100 Hz の高周波成分が組み込まれています。捉えられた信号が、アンチエイリアシングなしとアンチエイリアシングありでスコープに表示されます。アンチエイリアス フィルターを使用すると、50 Hz 正弦波の振幅が、振幅 1、対応する電力 0.5 W (1Ω の参照負荷に対して 27 dBm) で正しく測定されます。

この例では、4 象限チョッパーを制御する方法を説明します。Control サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。シミュレーションを高速化するために、平均値チョッパー モデルを使用します。シミュレーションでは、正と負の両方の指令値を使用します。合計シミュレーション時間 (t) は 1 秒です。t = 0.5 秒で、負荷 DC 電源 E の極性が変更されます。

この例では、降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために、Control サブシステムは PI ベースの制御アルゴリズムを使用します。入力電圧はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。可変抵抗器がシステムに負荷を提供します。合計シミュレーション時間 (t) は 0.25 秒です。t = 0.15 秒で負荷が変化します。

この例では、永久磁石同期電動機 (PMSM) を使用して、自動車のパワー ステアリング システムでドライバーがかけた力を増幅する方法を説明します。

このモデルは、単純な代表モデルを使用して、回転エネルギー スカベンジャーのパフォーマンスを調べる方法を説明します。電気エネルギーは、DC モーターのシャフトに接続された、中心からずれた質量から生成されます。質量、ジオメトリ、モーター、および電気のパラメーターを、予想される機械的励起と一致させなければなりません。生成された電力は、抽出された機械動力より小さくなります。これは主に、モーター巻線による損失と、回転子の粘性減衰によるものです。この例は Nunna, K. "Constructive interconnection and damping assignment passivity-based control with applications", Imperial College London (2014) に基づいています。ここでのモデルは、DC-DC コンバーターを省略しているという点で単純化しています。

この例では、スイッチング損失と伝導損失に基づき、絶縁ゲート バイポーラ トランジスタ (IGBT) 上の温度プロファイルの生成を示します。降圧コンバーターが 2 つあります。1 つのコンバーターでは、IGBT が Foster 熱モデルに連結されます。もう 1 つのコンバーターでは、IGBT が Cauer 熱モデルに連結されます。それぞれの熱モデルのパラメーターは、結果がほぼ同等になるように調整されます。シミュレーション時間 50 ms で、駆動周波数が 40 kHz から 20 kHz に変化し、伝導損失が増大してスイッチング損失が減少します。損失が変化すると、それに対応して IGBT の温度も変化します。

この例では、周波数依存伝送線路のカスタム モデルを示します。最初に、特性アドミタンスと伝播関数が、周波数依存の抵抗、リアクタンス、サセプタンスから導出されます。派生値は、RF Toolboxを使用して近似されます。次に、近似されたパラメーターに基づいて、Simscapeで普遍的線路モデル (ULM) [1] が実装されます。周波数依存伝送線路モデルの結果と、従来の π セクション伝送線路モデルの結果が比較されます。

この例では、スイッチング損失と伝導損失に基づき、絶縁ゲート バイポーラ トランジスタ (IGBT) 上の温度プロファイルの生成を示します。降圧コンバーターが 2 つあります。1 つのコンバーターでは、IGBT が Foster 熱モデルに連結されます。もう 1 つのコンバーターでは、IGBT が Cauer 熱モデルに連結されます。それぞれの熱モデルのパラメーターは、結果がほぼ同等になるように調整されます。シミュレーション時間 50 ms で、駆動周波数が 40 kHz から 20 kHz に変化し、伝導損失が増大してスイッチング損失が減少します。損失が変化すると、それに対応して IGBT の温度も変化します。

この例では、冷却モードで動作する、高温側の温度を 50℃に設定したペルチェ素子を示します。冷却モードでは、ペルチェ式セルのパフォーマンス係数 (COP) は、熱電冷却器 (TEC) を通じて伝達された熱の合計を入力電力で除算した値 COP = Qc/Pin に等しくなります。

この例では、磁気回路で Non Linear Reluctance ブロックを使用することにより、ヒステリシスを示すカスタム変圧器をモデル化する方法を示します。変圧器は定格 50 W 負荷で、実効値 120 V から 12 V まで降下します。磁化抵抗 Rm は、Eddy Loss ブロックを使用して、磁気ドメイン内でモデル化されます。

この例では、555 タイマーを非安定モードで使用して実装されたパルス幅変調 (PWM) 出力を示します。デューティ比は、ポテンショメーター P1 によって設定されます。このポテンショメーターは、Duty Cycle Control Knob を介して実行時に制御されます。555 タイマーからの出力結果がスコープに表示されます。シミュレーションを終了するには、[停止] ボタンをクリックします。